非制冷红外探测器阵列的规模和探测光敏元的尺寸面积决定了读出电路的规格及像元尺寸，为了匹配大面阵非制冷红外探测器的阵列规模和像元尺寸，一般可以通过采用更先进的CMOS加工工艺，从而在很大程度上减小读出电路的面积和功耗，但却增加了读出电路的制造本。传统读出电路输入级采用电容反馈跨导放大（Apacitance Transimpedance Amplifier, CTIA）结构，其线性度更高，但是功耗也相对更高，并且读出电路系统功耗随着阵列规模的增大而迅速增加。数字化输出形式以其抗干扰能力强，便于后端数据处理的优势，已经逐渐取代传统模拟输出方式，为了实现数字化输出，需要片上完成模数转换，然而随着像元面积的缩小，非制冷红外探测器读出电路的物理实现空间也随之压缩，如何在有限的面积下，集成系统更复杂、性能更完善的读出电路是非制冷红外探测器读出电路的设计者面临的设计难点。
本文采用数字化输出代替传统的模拟输出方式，因为数字化输出不仅抗干扰能力强，能有效减小工作环境中的噪声影响；而且可以实现高精度、高处理速度，具有便于后端数据处理的优势。考虑到单通道芯片级ADC的速度限制和像素级ADC的功耗问题，列级集成单斜ADC由于实现了在帧速率、硅片面积和功耗之间的良好折中，因此得到了广泛的应用。
针对2.1小节所述的设计指标，本论文所设计的读出电路采用SMIC的标准0.18um CMOS工艺进行设计仿真，受工艺所限，为了降低系统的主时钟频率，将非制冷红外焦平面阵列拆分成上下两个阵列，实际阵列为1284列和1028行，即每个阵列为1284列和514行；读出电路采用逐行积分逐列（分奇偶列）14 bits数字化读出的方式；读出电路系统各时钟周期计算方式如表2-2所示。
如图3-1所示，传统的列级集成单斜ADC的读出电路一般由偏置电路、积分器电路、采样保持（S/H）电路、比较器和寄存器组成，并以一个芯片级的斜坡发生器作为A/D转换的参考源。然而，从大量的文献资料[24,44-46]可知，一个积分器的所需电流为15μA左右；一个比较器的电流同样需要大约15μA；并且微测辐射热计像元的偏置电路的偏置电流也需要近10μA，对于阵列规模为1280×1024的探测器读出电路，整个系统的功耗将高达600mW以上，超出了所述2.1小节中的系统的设计指标，显然有必要对传统的列级集成单斜ADC的读出电路做出优化，以满足应用需求。(为什么我粗略一算只有100mW？)
在图3-1中，传统列级读出电路的输入级结构一般采用CTIA，相比于其他输入级结构，其线性度更高，其最大缺点是电路的不仅功耗高，而且所需的版图面积比其他输入级结构大，显然有悖于读出电路小像元中心距的发展趋势。从相关文献[38,47]报道可知，通过采用N列共享ADC的方式来解决功耗和面积开销大的问题，然而这显然增加了读出电路的复杂度，并且还要考虑相关列级通道的串扰问题。
3.2高集成度的低功耗低噪声数字化列级读出电路
针对大面阵非制冷红外探测器系统的低功耗应用需求，如图3-2所示，本文提出了一种适用于大面阵非制冷微测辐射热计型焦平面的高集成度的低功耗、低噪声数字化列级读出电路。该电路舍弃了传统CTIA输入级结构，采用简单的直接注入结构；并且区别于传统列级通道读出电路先积分再采保然后A/D转换输出的工作模式，该高集成度的数字化列级读出电路是积分和A/D转换同时进行，并且去除了采样保持的过程，引入了一个具有动态工作电流补偿的低功耗高速比较器。该列级读出电路保证了高性能的同时，极大地减小面积和功耗的开销。
如图3-2所示，在该电路中，一个低功耗动态比较器被用来代替传统的模拟积分器和比较器。用积分电容CINT代替S/H电路，CINT由C1、C2和C3三个电容组成，其电容容值大小分别为3.2pF、3.2pF、6.4pF，其中C3为默认积分电容，C3、C2和C1分别由控制信号C_sel<2:0>控制，根据应用场合，如表3-1所示，灵活选择不同组合的积分电容，等效增大电路输出的动态范围，从而电路不仅能获得足够的检测温度范围，还能适应探测器不同响应率的要求。
为了保证数字输出的准确性，需要采用格雷码计数器，格雷码计数器与传统二进制计数器相比，其相邻的计数码元之间每次只会改变一位，有利于减小误差降低误码率。
3.2.1列级读出电路工作原理
区别于传统列级通道读出电路先积分再采保然后A/D转换输出的工作模式，该列级读出电路是积分和AD转换同时进行，并且去除了采样保持的过程。其工作原理是：积分电容CINT在积分和A/D启动前复位到Vref。当选择第i行的像元时，其中的第j列的积分电容CINT通过积分电流Iint，j（即盲像元电流Ib，j与信号电流Is，j的差）来产生积分电压。同时，计数器开始计数。将盲像元的电阻值设置为小于探测像元的电阻值，以确保信号电流小于检测范围内的盲像元电流Ib。因此，积分电压Vint，j在积分期间不断增加。比较器INV实现将积分结果Vint，j与其翻转电压（假设为VINV）进行比较。当Vint，j大于VINV时，比较器INV的输出由“1”变为“0”，寄存器记录计数器的当前计数作为像素Rsi，j的数字积分结果，从而完成像素Rsi，j的模数转换。当选择i+1行的像素时，由寄存器记录的i行的A/D转换结果在MUX的控制下输出。
进一步分析数字输出与像素之间的关系，可以得出积分电压如式（3-1）所示：
其中，Ib和Is分别是盲像元电流和探测像元的信号电流。当INV的输出从“1”变为“0”时，代表模数转换完成。
当目标温度等于衬底温度时，Is被设为等于Ib的70%。当目标温度低于衬底温度时，Is降低，所以Iint增加，积分电容CINT上的Vint
增加速度变快。因此A/D转换时间tAD比目标温度等于衬底温度的时间短。反之亦然。数字输出如式（3-2）所示：
式中⌊⌋表示向下取整，即计算结果不为整数时取小于计算结果的整数。
对于非制冷红外探测器读出电路，以一帧的时间tframe进行周期性采样，从而产生包络线为H(f)的离散谱传递函数。然而，由于一帧的时与A/D转换时间tAD满足tframe>>tAD，所以可以其看作是一个连续的光谱传递函数。因此，频域的传递函数H(f)如式（3-3）所示：
3.2.2列级读出电路噪声分析
噪声会显著影响微测辐射热计型非制冷红外探测器的性能，包括：微测辐射热计自身引入的Johnson噪声和Flicker噪声（1/f噪声），由于探测器工作期间热交换造成的热噪声以及读出电路引入的电学噪声。
如图3-1所示，该高集成度的低功耗低噪声数字化列级读出电路，除了微测辐射热计的噪声源外，只有两种附加噪声源，分别来自偏置晶体管和积分电容。与传统的读出电路相比，放大器等模拟组件的噪声贡献可以消除。因此，该电路的读出噪声较小。
对于非制冷红外探测器读出电路，以一帧的时间tframe进行周期性采样，从而产生包络线为H(f)的离散谱传递函数。然而，由于一帧的时间 tframe 与A/D转换时间tAD满足 tframe 远远大于tAD，所以可以其看作是一个连续的频谱传递函数。因此，频域的传递函数H(f)如式（3-3）
当传递函数为H(f)时，电压噪声功率与输入电流功率谱密度Si(f)之间的关系如式（3-4）所示：
所以，在积分电容CINT处微测辐射热计产生的Johnson噪声功率可以表示为式（3-5）所示：
式中，k是玻尔兹曼常数，T0是系统温度，tAD是A/D转换时间，R0是微测辐射热计的电阻阻值，CINT是积分电容。
将Flicker噪声的输入功率谱密度代入式(3-4)，总的Flicker噪声功率可以表示为式（3-6）所示：
除了Johnson噪声和Flicker噪声，其他形式的噪声主要来自温度波动噪声。当热容为C，温度为T时，系统能量波动的均方值为式（3-7）所示：
在工作中，微测辐射热计能量的随机波动将导致微测辐射热计温度的波动，反过来又会导致微测辐射热计电压的随机波动，即温度波动噪声电压。因此，温度波动为式（3-8）所示：
所以，微辐射热计的均方温度波动噪声功率为式（3-9）所示：
假设室温T0，结合式（3-4），得到由偏压晶体管NM1产生的白噪声功率VA，ω和1/f噪声功率VA，1/f，如式（3-10）和（3-11）所示：
式中，tAD是A/D转换时间，k是玻尔兹曼常数，gm和ron分别是晶体管的跨导和导通电阻，W和L是晶体管的宽度和长度，Cox是晶体管每单位的电容，KN是与NMOS晶体管工艺有关的常量，f1是为避免发散而选择的任意频率。
因此，探测器的总噪声功率为式（3-12）所示：
如图3-3所示，仿真了所提出高集成度列级读出电路的噪声与偏置电压Vfid和A/D转换时间（积分时间）的关系。从图3-3(a)可以看出，随着偏置电压的增加，温度波动噪声的增长比较缓慢，但是由微辐射热计引起的1/f噪声却迅速增加；与温度波动噪声相比，这种增长要强烈得多；并且由图3-3(a)可知，增加偏置电压并不影响其他噪声。从图3-3(b)可知，微测辐射热计产生的噪声电压占主导地位，积分电路产生的噪声电压较小，Johnson噪声和1/f噪声随A/D转换时间的递增快速增大。
分析
VnR=sqrt(4kT0*R0)=sqrt(4*26*10^-3*1.6*10^-19*(150*10^3))=49.85nV
再算一遍 VnR=sqrt(4kT0*R0)=sqrt(4*1.38064852*10^-23*300*(150*10^3)) =49.85nV
而最终输出的Vj是125uV，用125uV/49.85nV约等于放大倍数2500倍。
如果输入噪声为1uV，放大倍数为2500倍，则输出噪声将达到2500uV。推测常规的输入噪声为300nV左右。
